Teoría básica de los convertidores CC-CC (convertidores con varios transistores)

El convertidor directo (“Forward”) estándar
(ya estudiado)
–
(Gp:) vO
(Gp:) n2:n3
(Gp:) n1
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vD2
(Gp:) vS
(Gp:) +
(Gp:) vD1
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vg

vSmax = vg+vgn1/n2 = vg/(1-dmax)
vD1max = vgn3/n1
vD2max = vgn3/n2
dmax = n1/(n1 + n2)
(Gp:) vgn3/n1
(Gp:) vO
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) Durante dT

(Gp:) vO
(Gp:) –
(Gp:) +
(Gp:) Durante (1-d)T

vO = dvgn3/n1
(en modo continuo, MCC)

iD2
vO
vg
n2:n3
n1
iS
iL
iD1
iD3
iO
(Gp:) iD2n3/n1
(Gp:) T
(Gp:) dT
(Gp:) t
(Gp:) Mando
(Gp:) t
(Gp:) iL
(Gp:) iO
(Gp:) d’T
(Gp:) iD3
(Gp:) iD2
(Gp:) iD1
(Gp:) iS
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) t

iD2_avg = IOd
iD1_avg = IO(1-d)
Im_avg = vgTd2/(2Lm) (ref. al primario)
iS_avg = IOdn3/n1 + im_avg
iD3_avg = im_avg
Corrientes en el convertidor directo

Comparando los convertidores reductor y directo
(Gp:) Reductor
(Gp:) 50V
(Gp:) 100V
(Gp:) 2A
(Gp:) 1A (medios)
(Gp:) S
(Gp:) D
(Gp:) L
(Gp:) 100W

vSmax = vDmax = 100V
iS_avg=1A iD_avg=1A iL_avg =2A
FOMVA_s=100VA FOMVA_D=100VA
FOMVA_s = 200VA FOMVA_D = 100VA
Mayor vSmax en el directo
(Gp:) Directo
(Gp:) 50V
(Gp:) 2A
(Gp:) 100V
(Gp:) 1A (medios)
(Gp:) S
(Gp:) D1
(Gp:) L
(Gp:) 100W
(Gp:) 1 : 1:1
(Gp:) D2
(Gp:) D3

vSmax=200V
iS_avg=1A iD1_avg= iD2_avg=1A
vD1max = vD2max = 100V
iL_avg=2A

Operación del convertidor con variación de vg
vO
n2:n3
n1
vS
+
–
vg
(Gp:) ?
(Gp:) t
(Gp:) vi/ni
(Gp:) t
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vgmax/n1
(Gp:) ?max
(Gp:) vgmax/n2
(Gp:) vgmax (por tanto, dmin)
(otra n2 sería mejor)

(Gp:) ?
(Gp:) t
(Gp:) vi/ni
(Gp:) t
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vgmin/n1
(Gp:) ?max
(Gp:) vgmin/n2
(Gp:) vgmin (por tanto, dmax)
(óptima elección de n2)

(Gp:) ?
(Gp:) t
(Gp:) vi/ni
(Gp:) t
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vgmax/n1
(Gp:) ?max
(Gp:) vgmax/n’2
(Gp:) Situación más deseable a vgmax, pero catastrófica a vgmin

vsmax = vg(1+n1/n2)

Solución: el convertidor directo con enclavamiento activo
(“Forward Converter with Active Clamp”)
(Gp:) vO
(Gp:) n2:n3
(Gp:) n1
(Gp:) vS
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vg

(Gp:) vO
(Gp:) n1:n2
(Gp:) vS1
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vg
(Gp:) S1
(Gp:) S2

Convertidor directo con enclavamiento activo
– Señales de control complementarias en S1 y S2
– vC = vgd/(1-d)
(con respecto a vc es como un convertidor “Buck-Boost”)
– vO = vgdn2/n1
(con respecto a vO es un convertidor “Forward”)
– El flujo magnético en el transformador no tiene nivel de continua
– La tensión en el transformador no tiene tiempos muertos
(Gp:) vC
(Gp:) vO
(Gp:) n1:n2
(Gp:) vS1
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vg
(Gp:) S1
(Gp:) S2

(Gp:) Señales de control
(Gp:) vgs1
(Gp:) vgs2

(Gp:) vO
(Gp:) n1:n2
(Gp:) vS1
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vg
(Gp:) S1
(Gp:) S2
(Gp:) vC

Comportamiento del transformador en el convertidor directo con enclavamiento activo (I)
– Como la media de iC debe ser 0 (circula por un condensador), entonces la corriente magnetizante im (que equivale al flujo magnético en el transformador) no tiene nivel de continua
– La tensión en el transformador no tiene tiempos muertos porque siempre se aplica tensión al transformador (o bien vg o bien vC)

(Gp:) im

(Gp:) ic

(Gp:) ?, im
(Gp:) t
(Gp:) ic
(Gp:) t

(Gp:) vi/ni
(Gp:) t
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vg/n1
(Gp:) vC/n1

Lm

Comportamiento del transformador en el convertidor directo con enclavamiento activo (II)
(Gp:) vO
(Gp:) n1:n2
(Gp:) vS1
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vg
(Gp:) S1
(Gp:) S2
(Gp:) vC
(Gp:) ic
(Gp:) Lm
(Gp:) Ld

– El circuito de enclavamiento evita sobretensiones en el transistor S1 debidas a la inductancia de dispersión del transformador, Ld (“snubber” activo)
– La ausencia de tiempos muertos en el transformador facilita su uso en rectificación síncrona autoexcitada
(Gp:) vO
(Gp:) n1:n2
(Gp:) vg
(Gp:) S1
(Gp:) S2
(Gp:) vC
(Gp:) S3
(Gp:) S4

Resumen del convertidor directo con enclavamiento activo
Es una topología muy útil
Evita los problemas de la inductancia de dispersión del transformador
Evita el nivel de continua en el flujo magnético del transformador
Facilita el uso de rectificación síncrona autoexcitada
Hay que usar dos transistores con control complementario
(Gp:) vO
(Gp:) n1:n2
(Gp:) vS1
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vg
(Gp:) S1
(Gp:) S2
(Gp:) vC
(Gp:) ic
(Gp:) Lm
(Gp:) Ld

Convertidor directo con dos transistores
(Gp:) ?
(Gp:) t
(Gp:) vi/ni
(Gp:) t
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vg/n1
(Gp:) ?max
(Gp:) vg/n1

dmax = 0,5
vO = dvgn2/n1 (en MCC)
vS1max = vS2max = vg
vD1max = vD2max = vg
vD3max = vD4max = vgn2/n1

(Gp:) n1:n2
(Gp:) S1
(Gp:) D4
(Gp:) D3
(Gp:) D1
(Gp:) D2
(Gp:) S2
(Gp:) vO

Bajas tensiones en los transistores
Evita parcialmente los problemas de la inductancia de dispersión del transformador
No evita el nivel de continua en el flujo magnético del transformador
Hay que usar dos transistores con el mismo control, uno de ellos no referido a masa

Versiones con dos transistores del convertidor indirecto (o de retroceso o “Flyback”)
dmax = 0,5
vO = vg(n2/n1)d/(1-d) (en MCC)
vS1max = vS2max = vg
vD1max = vD2max = vg
vD3max = vD4max = vg(n2/n1)/(1-d)

Bajas tensiones en los transistores
Evita parcialmente los problemas de la inductancia de dispersión del transformador
Hay que usar dos transistores con el mismo control, uno de ellos no referido a masa
Convertidor indirecto con enclavamiento activo (no lo estudiaremos)
Convertidor indirecto con dos transistores (clásico)
(Gp:) n1:n2
(Gp:) S1
(Gp:) D3
(Gp:) D1
(Gp:) D2
(Gp:) S2
(Gp:) vO
(Gp:) vg

Inversores clásicos con transistores (alimentados desde fuente de tensión)
(Gp:) vO
(Gp:) vg
(Gp:) S2
(Gp:) S1
(Gp:) “Push-pull”
(o simétrico)

(Gp:) Puente completo
(Gp:) vO
(Gp:) vg
(Gp:) S2
(Gp:) S1
(Gp:) S4
(Gp:) S3

(Gp:) Medio puente
(Gp:) vO
(Gp:) vg
(Gp:) S2
(Gp:) S1

Obtención de convertidores CC/CC desde los inversores clásicos (Ejemplo)
(Gp:) Inversor
“Push-pull”

(Gp:) Conv. CC/CC “Push-pull”
(Gp:) Rect. con transf. con toma media

(Gp:) Rect. con dos bobinas
(Gp:) Conv. CC/CC “Push-pull”

(Gp:) Rect. en puente
(Gp:) Conv. CC/CC “Push-pull”

Funcionamiento del convertidor “Push-pull” (I)
(Gp:) Circuito equivalente cuando conduce S2:
(Gp:) vgn2/n1
(Gp:) L
(Gp:) vO

(Gp:) Circuito equivalente cuando conduce S1:
(Gp:) vgn2/n1
(Gp:) L
(Gp:) vO

¿Qué pasa cuando no conducen ninguno de los dos transistores?
(Gp:) n1:n2
(Gp:) n1
(Gp:) n1
(Gp:) n2
(Gp:) n2
(Gp:) vg
(Gp:) vO
(Gp:) L
(Gp:) S1
(Gp:) S2
(Gp:) D2
(Gp:) D1

No debe haber variaciones bruscas en el flujo del transformador ni en la corriente por la bobina
Conducen ambos diodos ? la tensión en el transformador es cero
Las corrientes iL1 y iL1 deben ser tales que:
iL1 + iL2 = iL
iL1 – iL2 = iLm (sec. trans.)
(Gp:) vO
(Gp:) L

Funcionamiento del convertidor “Push-pull” (II) (cuando no conducen ninguno de los dos transistores)
(Gp:) L
(Gp:) vO
(Gp:) iL
(Gp:) iL2
(Gp:) iL1
(Gp:) D2
(Gp:) D1

(Gp:) Circuito equivalente cuando no conducen ni S1 ni S2:

Tensiones en el convertidor “Push-pull”
La tensión vD es la misma que en un conv. directo con un ciclo de trabajo 2d ? vO = 2dvgn2/n1 (en MCC)
vs1max = vs2max = 2vg
vD1max = vD2max = 2vgn2/n1
(Gp:) t
(Gp:) vS2
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) T
(Gp:) dT
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) Mando
(Gp:) t
(Gp:) vS1
(Gp:) vD1
(Gp:) vD2
(Gp:) vD
(Gp:) 2vg
(Gp:) 2vg
(Gp:) vgn2/n1
(Gp:) 2vgn2/n1
(Gp:) 2vgn2/n1
(Gp:) S1
(Gp:) S2

(Gp:) S1
(Gp:) n1
(Gp:) n1
(Gp:) n2
(Gp:) n2
(Gp:) vg
(Gp:) vO
(Gp:) L
(Gp:) vD
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) S2
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vD2
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vD1
(Gp:) vS2
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vS1
(Gp:) D2
(Gp:) D1
(Gp:) dmax = 0,5

Corrientes en el convertidor “Push-pull”
Corrientes medias:
iS1_avg = iS2_avg = iOd(n2/n1)
iD1_avg = iD2_avg = iO/2
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) iL
(Gp:) Mando
(Gp:) iS2
(Gp:) t
(Gp:) iD1
(Gp:) iS1
(Gp:) t
(Gp:) T
(Gp:) dT
(Gp:) t
(Gp:) iD2
(Gp:) S1
(Gp:) S2

(Gp:) S1
(Gp:) S2
(Gp:) n1 : n2
(Gp:) n1
(Gp:) n1
(Gp:) n2
(Gp:) n2
(Gp:) vg
(Gp:) vO
(Gp:) L
(Gp:) iS2
(Gp:) iL
(Gp:) D2
(Gp:) D1
(Gp:) iD2
(Gp:) iD1
(Gp:) iS1
(Gp:) iO
(Gp:) dmax = 0,5

Un problema del convertidor “Push-pull”
(Gp:) S1
(Gp:) S2
(Gp:) n1
(Gp:) n1
(Gp:) vg
(Gp:) vO
(Gp:) iS2
(Gp:) iS1
(Gp:) n2
(Gp:) n2

Con el control clásico (control “modo tensión”), los tiempos tc1 y tc2 no tienen por qué ser idénticos. Esto genera asimetría en el flujo del transformador
La solución es usar control “modo corriente” y garantizar que los valores de pico de las corrientes is1 e is2 son prácticamente iguales
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) Mando
(Gp:) f, im
(Gp:) S1
(Gp:) S2
(Gp:) tc1
(Gp:) tc2

(Gp:) ?f
(Gp:) B, f
(Gp:) H, im
(Gp:) im+
(Gp:) im-

(Gp:) t
(Gp:) f, im
(Gp:) im+
(Gp:) Im-

El convertidor en medio puente (“Half Bridge”)
(Gp:) vO
(Gp:) S2
(Gp:) n1
(Gp:) n2
(Gp:) n2
(Gp:) vg
(Gp:) L
(Gp:) vD
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) S1
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vD1
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vD2
(Gp:) vS1
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vS2
(Gp:) D1
(Gp:) D2
(Gp:) vg/2
(Gp:) vg/2
(Gp:) dmax = 0,5

(Gp:) t
(Gp:) vS2
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) T
(Gp:) dT
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) Mando
(Gp:) t
(Gp:) vS1
(Gp:) vD1
(Gp:) vD2
(Gp:) vD
(Gp:) vg
(Gp:) vg
(Gp:) 0.5vgn2/n1
(Gp:) vgn2/n1
(Gp:) vgn2/n1
(Gp:) S1
(Gp:) S2

La tensión vD es la mitad que en el caso del “Push-pull” ? vO = dvgn2/n1 (en MCC)
vs1max = vs2max = vg
vD1max = vD2max = vgn2/n1

Corrientes en el convertidor en medio puente
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) iL
(Gp:) Mando
(Gp:) iS2
(Gp:) t
(Gp:) iD1
(Gp:) iS1
(Gp:) t
(Gp:) T
(Gp:) dT
(Gp:) t
(Gp:) iD2
(Gp:) S1
(Gp:) S2

(Gp:) iO
(Gp:) S2
(Gp:) n1
(Gp:) n2
(Gp:) n2
(Gp:) vg
(Gp:) L
(Gp:) S1
(Gp:) iD1
(Gp:) iD2
(Gp:) iS1
(Gp:) iS2
(Gp:) D1
(Gp:) D2
(Gp:) vg/2
(Gp:) vg/2
(Gp:) dmax = 0,5

Corrientes medias:
iS1_avg = iS2_avg = iOd(n2/n1)
iD1_avg = iD2_avg = iO/2

iL

(Gp:) vO
(Gp:) S3
(Gp:) n1
(Gp:) n2
(Gp:) n2
(Gp:) vg
(Gp:) L
(Gp:) vD
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) S4
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vD1
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vD2
(Gp:) vS4
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vS3
(Gp:) D1
(Gp:) D2
(Gp:) S1
(Gp:) S2
(Gp:) dmax = 0,5

El convertidor en puente completo (“Full Bridge”)
(Gp:) t
(Gp:) vS2, vS3
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) T
(Gp:) dT
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) Mando
(Gp:) t
(Gp:) vS1, vS4
(Gp:) vD1
(Gp:) vD2
(Gp:) vD
(Gp:) vg
(Gp:) vg
(Gp:) vgn2/n1
(Gp:) 2vgn2/n1
(Gp:) 2vgn2/n1
(Gp:) S1, S4
(Gp:) S2, S3

La tensión vD es la misma que en el caso del “Push-pull” ? vO = 2dvgn2/n1 (en MCC)
vs1max = vs2max = vs3max = vs4max = vg
vD1max = vD2max = 2vgn2/n1

Corrientes en el convertidor en puente completo
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) t
(Gp:) iL
(Gp:) Mando
(Gp:) iS2, iS3

(Gp:) t
(Gp:) iD1
(Gp:) iS1, iS4

(Gp:) t
(Gp:) T
(Gp:) dT
(Gp:) t
(Gp:) iD2
(Gp:) S1, S4

(Gp:) S2, S3

(Gp:) S3
(Gp:) n1
(Gp:) n2
(Gp:) n2
(Gp:) vg
(Gp:) L
(Gp:) S4
(Gp:) iD1
(Gp:) iD2
(Gp:) iS4
(Gp:) iS3
(Gp:) D1
(Gp:) D2
(Gp:) S1
(Gp:) S2
(Gp:) dmax = 0,5

iL
iO
Corrientes medias:
iS1_avg = iS2_avg = iOd(n2/n1)
iS3_avg = iS4_avg = iOd(n2/n1)
iD1_avg = iD2_avg = iO/2

Problemas de saturación en el transformador del convertidor en puente completo
En control “modo tensión” no garantiza la simetría del flujo magnético en el transformador, debido a las asimetrías en la duración de los tiempos de conducción de los transistores
Soluciones:
Colocar un condensador en serie CS
Usar control “modo corriente”
(Gp:) S2
(Gp:) S1
(Gp:) CS
(Gp:) vg
(Gp:) vO
(Gp:) S3
(Gp:) S4

PO
(Gp:) vg
(Gp:) vS
(Gp:) iS
(Gp:) vg
(Gp:) vg
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) +
(Gp:) –
(Gp:) vS
(Gp:) vS
(Gp:) iS
(Gp:) iS
(Gp:) PO
(Gp:) PO

vSmax = 2vg iS_avg = PO/(2vg)
Mayores solicitaciones de tensión
? apto para baja tensión de entrada
vSmax = vg iS_avg = PO/vg
Mayores solicitaciones de corriente
? apto para alta tensión de entrada
vSmax = vg iS_avg = PO/(2vg)
Menores solicitaciones eléctricas
? apto para alta potencia
Comparación entre “Push-pull” y puentes

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) vg
(Gp:) vO
(Gp:) d
(Gp:) 1-d
(Gp:) Reductor

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) Reductor-elevador
(Gp:) d
(Gp:) 1-d
(Gp:) vg
(Gp:) vO

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) Reductor-elevador
(Gp:) d
(Gp:) 1-d
(Gp:) vg
(Gp:) vO

(Gp:) vg ? vO
(Gp:) vO ? vg
(Gp:) d ? 1-d
(Gp:) 1-d ? d
(Gp:) Circuitos idénticos si cambiamos:

Simetrías en los convertidores básicos
(de segundo orden)
(Gp:) Elevador
(Gp:) 1-d
(Gp:) d
(Gp:) vO
(Gp:) vg

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) Reductor / elevador
(Gp:) v1
(Gp:) v2< v1

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) SEPIC / zeta
(Gp:) v1
(Gp:) v2

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) v1
(Gp:) Cuk / Cuk
(Gp:) v2

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) Red.-elev. / Red.-elev.
(Gp:) v1
(Gp:) v2

Convertidores reversibles
Ponemos diodos y transistores en paralelo en todos los interruptores
Colocamos fuentes de tensión en ambos puertos (salida y entrada)

Sistemas de convertidores CC/CC multisalida. Opción de n convertidores en paralelo
Eficiente (en cuanto al rendimiento
Buena regulación de todas las salidas
Tendencia actual
Cara
Compleja

Sistemas de convertidores CC/CC multisalida. Opción de un convertidor con regulación cruzada)
Muy importante: las impedancias parásitas asociadas a cada salida deben ser tan pequeñas como sea posible
Sistema barato
Muy usado en sistemas de alimentación muy sensibles al coste
Se regula una salida
Las otras quedan sólo parcialmente reguladas

Los convertidores de retroceso (“Flyback”) y directo con regulación cruzada
(Gp:) Va bastante bien si el transformador está bien hecho (sólo un diodo entre el transformador y la carga)
Apto para potencias pequeñas

(Gp:) Apto para potencias mayores
Peor regulación cruzada porque la bobina está en medio
Las salidas pueden entrar en distintos modos

Mejorando la regulación cruzada en el convertidor directo
Las dos bobinas operan en el mismo modo de conducción
Condición de diseño: n1/ n2 = n3/ n4

(Gp:) n3
(Gp:) n4

(Gp:) n1
(Gp:) n2

Combinación de regulador conmutado y post-regulador lineal
(Gp:) Post-reguladores lineales

(Gp:) Regulador conmutado

En sistemas reales, es bastante frecuente añadir post-reguladores lineales a las salidas no reguladas directamente (a veces se añaden post-reguladores basados en amplificadores magnéticos, no tratados aquí)