19
DVM con convesión tiempo-pulso ?) con una sola rampa ADC
Diagrama de bloques
Diagrama de tiempo
20
Ecuaciones
21
Errores de rampa simple DVM
Error de cuantificación (a discreción) – depende m. El error relativo es ?1 / m, lo que quiere decir, que m debe ser un número más grande, es decir, la frecuencia del generador debe ser mayor.
Error de la inestabilidad de la frecuencia del generador.Para reducir este tipo de error, el generador debe ser estabilizado con cuarzo.
Error de la inestabilidad y debido de la constante de tiempo.Se puede expresar tanto en la forma de un cambio de la característica de conversión desde el punto cero y por el cambio de la rampa. Apenas se reduce considerablemente a medida que los elementos R y C con un nivel relativamente bajo de la precisión y la estabilidad (rara vez por debajo 0,5-1%).
Errores adicionales puede ocurrir a partir de la configuración inexacta y medir el intervalo de tiempo (debido a la inexactitud del comparador, el disparador, el circuito AND y el generador);
Ventajas de este tipo es su DVM alta linealidad(la no linealidad está por debajo 10-6)
22
DVM rampa simple (simulación con OrCAD)
23
Rampa simple DVM -los resultados de la simulación
24
b)DVM con doble rampa ADC – principio del trabajo
circuito
Integrado
25
b)DVM doble rampa – diagrama de bloques
El principio de funcionamiento de este tipo DVM se muestra en la anterior diapositiva. La función del interruptor de aquí se lleva a cabo por un multiplexor analógico AMUX. Aquí en Fase 1 (Intervalo de tiempo T), La unidad de control, a través de AMUX, incluye Vout a la entrada del integrador (carga) y en la Fase 2 (Intervalo de tiempo Tx) Incluye Vref a la misma entrada (descarga). El fin de la Fase 2 se determina por el detector de cruce por cero.
26
DVM rampa doble – Diagramas de tiempo
El número de impulsos m1 define el intervalo T (fase 1). Es fijado y se mide por la unidad de control en la misma frecuencia que la del generador. Eso es lo que define el independencia de las lecturas del voltímetro en la frecuencia del generador (ver la siguiente diapositiva).
Durante fase 2 (Tx) el número de impulsos m2 es medido . Es variable y varía de acuerdo con el valor de la tensión medida.
27
Ecuaciones
De la fórmula se puede ver que la tensión medida no depende del período del generador TGen., la definición de la unidad de medición de tiempo ni de la constante de tiempo ? = RC,que es La principal ventaja de este tipo de DV en comparación con el DV con solo la integración.
28
Parámetros de DVM con doble rampa ADC
Ventajas:
Alta precisión (0.01 – 0.5%);
Independencia de la constante de tiempo y el periodo del generador, asegurar la estabilidad de los resultados en múltiples mediciones de un voltaje dado.
Alta sensibilidad (?? 1 mV);
Alta estabilidad al ruido (en sincronización adecuada con la red). Atenuación 80 db sin filtro para perturbaciones estándar;
Posibilidad para facilitar la medición de voltajes de polaridad diferente.
Inconveniente:
Acción lenta – 10 a 400 ms para una medición.
La de doble rampa ADC se utiliza sólo en los voltímetros digitales
29
La obtención del resultado en el DVM de doble rampa
30
DVM con conversión de código de pulso?) Con escalera de rampa ADC
31
Rampa Digital VS aproximación sucesiva
El error de este tipo de DVM depende principalmente de la exactitud de la DAC y el comparador y no depende de la frecuencia del generador o de otros factores. Permite lograr una precisión del orden ?0,001% en el uso un DAC exacta
La sensibilidad también es alto y alcanza 10 ?V. El método también se caracteriza por una alta linealidad.
Una desventaja principal de este tipo de DVM y DAC es el gran tiempo de la conversión. El tiempo máximo de conversión se define por la siguiente dependencia:
tconv.max = TGen. 2^ N
Ejemplo: con la resolución n = 10 -bits y Tgen. = 1?s el tiempo máximo de conversión será:
tconv.max = 1,2 ^ 10 = 1024 ?s ? 1ms
32
Peculiaridades
33
Aproximación sucesiva ADC
El método se basa en la comparación de la tensión medida con una suma de una serie de voltajes estándar (referencia),cuya relación de pesos cambia por una cierta ley – en este caso por la ley de los números binarios, según la cual cada uno de los bits más significativos de peso tiene dos veces más grande que el vecino bits menos significativos.
El número, que corresponde al conjunto de los voltajes estándar, por lo que la tensión medida está equilibrada es el código digital de esta tensión. Los pesos de estos voltajes con un n-bit DAC son correspondientemente:
El principio de trabajo de este tipo de ADC se da en la siguiente diapositiva.
34
Aproximación sucesiva ADC – diagrama de bloques
35
Algoritmo de aproximación
El bit mayor(más significativo) se conecta primero a la entrada del DAC (D / A), cuyo peso es 2n-1,es decir, el código digital es dado 1000 …. 0;
El voltaje estándar obtenido en la salida de la DAC se compara con la tensión medida;
Si VDAC > VMEAS este bit está excluidos y el próximo en peso bit se incluye con un peso dos veces menor;
Si VDAC < VMEAS el bit de estado incluido y el siguiente en el bit de peso también se incluye;
La siguiente comparación de VDAC y VMEAS se lleva a cabo y el proceso continúa como en los puntos 3 y 4 hasta que se utilizan todos los bits del DAC y se alcanza el equilibrio mejor posible.
36
Parámetros
Converison tiempo es fijo y la conversión se lleva a cabo sólo para n pulsos de reloj, pero no para 2^n:
Si se utilizan los mismos parámetros que en el ejemplo anterior, obtenemos:
La precisión se define principalmente por el CAD y su tensión de referencia, así como por el comparador.
El error de criterio depende en el número de bits de la DAC.
La linealidad diferencial es peor, pero la acción rápida es alta (sólo los ADC en paralelo son más rápidos, así como los que tienen la conversión combinada [pipeline]).
El resto de los parámetros son como lo son en el tipo anterior.
Rara vez son utilizados en voltímetros digitales, pero muy a menudo utilizado en la EA debido a su rápida acción.
Recientemente se producen como circuitos integrados, por el cual se consigue considerablemente mejor linealidad.
37
DVM con conversión de frecuencia de pulso
38
U? F convertidor
El así llamado método de balanceo de carga es ampliamente utilizado
U?? entra en RC integrador, cuya tensión de salida se compara en el comparador K con voltaje estable, por ejemplo, cero.
La salida del comparador está conectada a un mono-vibrador (MV), que se inicia a un nivel alto de la entrada.
El MV produce un impulso T calibrado que convierte un interruptor, el envío de corriente I estable a la entrada inversora del integrador.
La cantidad de carga es:
Q = I.T (1)
Después del final de T, la descarga se inicia en C por U?? y el voltaje en el condensador se fuerza a cero.
El valor de la tasa tomado durante el período T? es la siguiente:
(2)
Al igualar (1) y (2) obtenemos
39
U? f convertidor – diagrama de bloques
40
Paralelo (flash) ADC
Ellos usan el principio de la comparación de la tensión medida con 2n voltajes de referencia por medio de 2n comparadores (para n-bit ADC). La conversión se lleva a cabo en un solo contacto para cientos de décadas de nano-segundos .La tensión de referencia es suministrada por un divisor de resistencia. Se obtiene un alto nivel en la salida de cada comparador si el comparador ha cambiado, o, bajo nivel, si no ha cambiado. El codificador a menudo cuenta como uno de dos pasos. El gran número de elementos y la difícil realización de comparadores idénticos y resistencias con alta exactitud y la alta no linealidad diferencial son las desventajas de la ADC en paralelo.
Mediante las tecnologías de modernos super rápido paralelo ADC (ECL y CMOS) se realizan con buenos parámetros de no linealidad y frecuencias de discretización de más 100MHz.
3 -bits en paralelo ADC
41
ADCs sub-ranging
Un sub-ranging ADC utiliza un menor número de comparadores que los ADC flash paralelos. En lugar de utilizar un comparador por LSB como un convertidor de flash , una sub-ranging ADC utiliza menos comparadores, consume menos energía, tiene menor capacidad de entrada, y puede alcanzar resoluciones más altas.
Aunque no es tan rápido como un ADC en paralelo, uyn ADCs sub-ranging (también llamado pipeline) puede digitalizar a velocidades superiores a 100 Mmuestras / s con una resolución de 8 bits.
Se pueden resolver las señales de 16 bits a velocidades más lentas. ADCs sub-ranging a menudo encuentran su uso en Equipos de prueba de RF, osciloscopio de digitalización de baja velocidad, y PC de gama alta plug-in tarjetas digitalizadoras y Sistemas de adquisición de datos en PC externos.
42
sub-ranging ADC – diagrama de bloques
La figura anterior muestra un diagrama de bloques de un ADC de 8 bits sub-ranging que utiliza dos etapas de 4 bits para digitalizar la señal de entrada analógica. La primera ADC convierte los 4 bits superiores, mientras que la segunda etapa convierte los 4 bits más bajos. Utiliza este diseño 30 comparadores (15 para cada ADC) en lugar de los 255 comparadores requeridos por un convertidor de flash de 8 bits.
Cuando el amplificador S / H almacena una muestra, 4 bits de flash ADC de la primera etapa digitaliza la señal y envía su salida a un convertidor digital-a-analógico de 4 bits (DAC). Un sumador, resta la salida del DAC de la tensión de entrada muestreada. Un amplificador aumenta la tensión analógica restante y lo envía a la siguiente etapa. A 12-bit sub-ranging ADC puede utilizar dos etapas de 6 bits, tres etapas de 4 bits, o cuatro etapas de 3 bits. ADCs sub-ranging generalmente, usa bits adicionales en las últimas etapas para corregir errores realizados en etapas anteriores.
http://www.e-insite.net/index.asp?layout=articlePrint&articleID=CA2 …
43
Sigma-delta ADC
Muchas aplicaciones de medición no necesitan tasas posibles con convertidores paralelos o sub-rango de alta conversión, pero las aplicaciones necesitan una resolución más exacta. ADC sigma-delta puede obtener una resolución tan exacta como la de 24 bits y pueden obtener una resolución a diferente velocidad. A 16 bits, puede obtener frecuencias de muestreo de hasta unos 100 k muestras / s. En 24 bits, la velocidad de la ADC se reduce a alrededor de 100 muestras / s o más bajos, dependiendo del dispositivo.
ADC sigma-delta son útiles en digitalización de señales de audiofrecuencia. Los encontrarás en algunos Sistemas de adquisición de datos en PC externos y en el equipo de prueba de vibración. ADC sigma-delta también encuentran un amplio uso en sistemas y aplicaciones de medición ,temperatura y pesaje, en los que no es necesario el muestreo de alta velocidad, pero a menudo necesitan una solucion mas precisa de 16 bits. Muchos registradores gráficos y registradores de datos también utilizan ADCs sigma-delta.
ADC sigma-delta es mucho más complejo que otros tipos de ADC.
44
Sigma-delta ADC – diagrama de bloques
ADC sigma-delta utiliza un comparador y 1 bit DAC seguido por filtros digitales para eliminar las frecuencias no deseadas y para reducir la frecuencia de muestreo. La señal analógica sobremuestreada pasa por un integrador cuya salida conduce a un comparador (un 1-bit ADC) que, a su vez, impulsa un DAC de 1 bit en el bucle de realimentación. A través de una serie de iteraciones, el integrador, comparador, DAC, y el sumador producen un flujo de bits en serie que representa la tensión de entrada sobremuestreada.
Una vez digitalizada, la señal de sobremuestreo pasa a través de un filtro digital para eliminar componentes de frecuencia por encima de la frecuencia de Nyquist, y un se elimina los datos sobremuestreados. En un ADC con 128X sobremuestreados, se retendrá 1 bit por cada 128 bits que recibe. El resultado final es una corriente de bits en serie.
45
Medición de las tensiones de impulsos
A menudo se realiza en experimentos físicos en el proceso de investigación de los espectros de energía de varios tipos de radiación ionizante (Roentgen y los rayos Gamma,partículas alfa, etc), en las técnicas de láser etc
La tensión del pulso, procedentes de diversos tipos de detectores de radiación ionizante (proporcional, centelleo, semiconductores)por sus amplitudes dan alguna información acerca de la energía, sobre la energía de la radiación.
Los dispositivos para la selección de voltajes de impulsos con ciertas amplitudes se denominan selectores de amplitud, mientras que los dispositivos de recepción, amplificación y la conversión de las señales de pulso y su clasificación por la amplitud y el registro se denominan analizadores de amplitud.
Con el fin de medir la amplitud de un impulso que tiene que ser guardado por medio del denominado detector de pico.
Nota: Detalles acerca de la medición de voltajes de pulso se puede encontrar en el material adicional «Medición de tensiones de impulso (en búlgaro)»
46
La medición de intervalos de tiempo
Se realiza a menudo en experimentos físicos.
Ejemplos:medición el tiempo de vuelo de las partículas elementales, medición la energía de los neutrones por el método de tiempo de vuelo,medición el tiempo de vida de estados isoméricos, mediciones en técnicas de láser etc. Además, algunos de los métodos de medición de las tensiones se reducen a la conversión de los los voltajes en intervalos de tiempo y de medición digital consecutiva de los intervalos de tiempo.
Una de las formas de medir intervalos de tiempo se basa en una principio análogo y se realiza por medio de diagramas de circuito de coincidencia. En realidad, es comprobar si dos o más pulsos caen en un intervalo de tiempo dado, definido por el tiempo de separación del diagrama de circuito de coincidencia.
Los métodos de medida digital de intervalos de tiempo tienen una apicación mas amplia
47
Tipos y métodos de medición de intervalos de tiempo
Métodos:
La medición directa (método de conteo directo). Resolución de hasta un pocos ns;
Estirar el intervalo t? T:
?) Vernier – corresponde a los métodos digitales – hasta 100ps;
?) Analógica – carga rápida y lenta descarga de un condensador – abajo 100ps;
Conversión tiempo – amplitud t?La y la medición digital consecutiva de la amplitud – hasta 50ps.
Los siguientes tipos se distinguen
Entre un impluso de partida y un impulso de parada de la misma fuente
Entre un impulso de partida y un impulso de parada de dos fuentes diferentes;
Entre un impulso de partida y un número de parada ;
La duración de un impulso.
48
La medición de intervalos de tiempo por un método directo
Los dos bloques de entrada y el de RS- desde un impulso con una duración Tx, igual al intervalo de tiempo entre el inicio y la señal de parada. Después de la duración de este pulso se mide digitalmente por la manera conocida (ver el diagrama de tiempo).
El diagrama de circuito puede ser fácilmente ajustado para la medición de la duración de las señales, en que los bloques de entrada se convierten en redundantes y el pulso medido se envía al punto en el lugar del impulso de referencia, es decir, directamente al circuito AND, haciendo el papel de un selector de tiempo.
El error aquí proviene básicamente de cuantificación y puede ser reducido si la longitud de la cuant se reduce – el período del generador de tacto, que debe ser cuarzo estabilizado -.
49
Medición de frecuencias – 1
El diagrama de circuito es similar a la que se usa para la medición directa de intervalos de tiempo.
La diferencia es que los dos canales cambian de lugar aquí – la señal con la frecuencia y el periodo medido ?? se da en el lugar del generador, mientras que desde el generador, a través de un divisor, un pulso ??? es formado y se envía al circuito de E para controlar el recuento.
El impulso de referencia es formado con duración, múltiples 10: 0,1, 1, 10, 100 segundo. etcétera. Los impulsos, contados por el contador, 1s dan la frecuencia deseada.
La relación T??/Tx = Fx/F?? = m se busca.
Errores principales:
Error de la medida -depende de la precisión del generador de cuarzo y sube ? 1.10-10 1 /s o ? 50.10-9 1 / período de veinticuatro horas;
Error de comparación (cuantificación).
Nota: Nota: Detalles acerca de la medición de intervalos de tiempo y la frecuencia se pueden encontrar en el material adicional «Medidas de intervalos de tiempo y frecuencia (En Bulgaro)»
50
Medición de la frecuencias – 2
Medidas para reducir el error:
La ampliación del intervalo de medición (hasta 10 seg.);
Multiplicación de la frecuencia Fx;
Múltiples medidas y tratamiento estadístico;
Medición de un período en lugar de una frecuencia – en las frecuencias bajas
ejemplo:la medición de la frecuencia de los latidos del corazón – es más apropiado para medir un período, debido a que la frecuencia puede cambiar rápidamente (por ejemplo después de la carga de trabajo o el estrés).
51
Utilizando microprocesadores en equipos de medición digitales
La incorporación de microprocesadores (MP) en los dispositivos de medición digitales dicta la siguiente posibilidades:
Establecimiento automático de la gama y el modo de de la medición;
Control de la operación en todos los bloques de un dispositivo;
Programación y configuración del modo para lograr la precisión deseada;
Múltiples mediciones y procesamiento estadístico si es necesario;
Control automático y auto-test;
Representación conveniente de los resultados;
Reducción del consumo de energía;
Alta fiabilidad.
Nota: Los detalles sobre el uso de microprocesadores en dispositivos y sistemas de medición se pueden encontrar en el material adicional "El uso de embebido ?Sistemas P» (En búlgaro)
 Página anterior | Volver al principio del trabajo | Página siguiente  |